932-5G下行DMRS.docx

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1、5G下行DMRS在5G系统中，一个DMRS模式可能无法满足各种应用流程和用例在各种条件下的需求。因此，希望根据用例调整模式，但同时尽量减少可用模式的数量，以保持低标准化和商业化工作。DMRS端口复用关于端口时域复用的5个备选方案如下： 备选方案1：OCC 备选方案2：TDM 备选方案3：仅使用时域重复/模式移位的频域复用 备选方案4：在备选方案1和备选方案2之间进行配置，考虑高频段的相位噪声影响 备选方案5：在备选方案1和备选方案3之间进行配置众所周知，经过LTE的测试，跨连续DMRS符号的TD-OCC可以在没有任何功率不平衡问题的情况下提供稳健的性能。因此，对于具有连续DMRS符号的前置DM

2、RS场景，NR中至少应支持备选方案1。然而，由于相位噪声问题，TD-OCC可能会导致毫米波部署中出现并发症。因此，问题是备选方案1是否将由备选案文2或备选案文3补充。具体来说，为了举例说明该问题，一个具有2个子载波和2个OFDM符号的示例，其中2个端口要么是相邻符号中的TDMed,要么是同一OFDM符号中的FDMed。考虑一个具有两个天线的发射机，每个物理天线的最大功率为1。Data01O0.5.00.0.510.5,0.50.5.0.5Sumpower per physical antenna10.50.5,1DMRSTDM010100.5, OS10,10.5,05Sum power pe

3、r physical antenna1.11,1FDM在上图中，将每个RE上的每个天线的功率表示为元组X,Y,最后一行包含每个OFDM符号的每个天线的总功率。假设每个天线的每个数据资源元素上的功率为0.5。然后，如果在第一个符号上对DMRS进行FDMCd,则第一（第二）个天线可以在对应于第一（第二）个端口的第一（第二）个子载波上发射功率为1的RS,而不违反每天线最大功率约束。然而，如果DMRS是TDMed,则每个天线只能在承载该端口的RS的第一个子载波中以0.5的功率发射，因为它也在相同符号的第二个子载波中以O.5的功率发射（该OFDM符号的总功率为1）,因为它承载相同端口的数据。类似地，第二

4、个天线将仅能够在第二个OFDM符号中发射功率为0.5的dmrs。换句话说，如果RS是TDMed,则存在峰值功率损失，而如果RS是FDMed,则不存在峰值功率损失。尽管在这个示例中，考虑了一个天线端口映射到一个物理天线的情况，但在天线虚拟化的场景中，根据虚拟化的不同，可能会出现类似的问题。如果RS不是TDMed,则不存在此类问题和注意事项。没有TD-OCC的TDM端口可能会导致不同端口的不同业务量与导频比，这可能会根据每个时隙中传输的端口数量动态变化。为了再次演示示例中的问题，使用预编码器的3个端口传输的情况，该预编码器在数据RE中的每个流中分配功率，如下所示：2/3,1/6,1/6,即功率不会

5、在端口之间平均分配。在下图中，展示了当DMRS是TDMCd时，与FDMed相比，每个端口的TPR是如何变化的。支持这样一个选项将需要额外的DCl信令，因为TPR根据流间的功率分配或端口数量而变化，否则可能会有传输功率利用率损失。0120aoji0)(0.0.1)1C2A1MV6UA112U/3.1/6.1/6)t2AV6,V6(2A1W)ToUl power transmitt ed：333TDMTPR132. TPR2TPR360120t2)U11B 1/6)(2/11M 1 网1(0.1/2.0U/3Ll/J 闻(2/3J股1网2(0.0.V2)U11V6U11 VttTotal powe

6、r trntmitt ed：333FDMTPR1=TPR2=TPR3=3A: repetition在备选方案3中，每个OFDM符号最多可以承载12个端口，这可以使用具有3个循环移位的4comb来实现，如下图所示。第二个OFDM符号可能只是第一个符号的重复，以导致2个REportPRB的密度，或者它甚至可以是它的交错版本，以获得增加的频域密度。IIP1P5P11P0P4P10B三2Z29IP1P5P11IP3P7P12P0P4P10I1P5P11IP0P4P10P3P7P12IP1P5P11IlIP0P4P10P1P5P11IP0P4P10IP1P5P11【P37P121B:patternshi

7、ft如果在DMRS模式中配置TD-OCC,则可以使用1-symbolDMRS的重复2-symbolDMRS模式在时域中的相邻RE中创建CDM组。只有两个循环移位的相同COmbT模式可用于支持高达8级的数据，如下图所示：A: repetition类似地，对于rank高达4的模式，可以使用COnIb-4或ConIb-2+2-CS来获得所有场景的统一设计。同样，TD-OCC可配置为在时域中为设计为-symbol前置DMRS重复的2-symbol模式在相邻RE中创建CDM组。频域端口复用频率不均匀的DMRS模式不允许简单的宽带信道估计过程。此类信道估计流程应在NR中启用，特别是由于NR在6GhZ以下和

8、亳米频率下都支持大带宽分配。具有非均匀频域DMRS对此类宽带信道估计流程不友好。NR应该采用频域均匀的DMRS模式，因为这样可以为上下行、Dft-S-OFDMWCP-OFDM波形、宽带和窄带信道估计程序提供统一的解决方案。将具有循环移位的梳状模式与基于FDOCC的模式进行比较，得出以下观察结果：1 .当接收机被适当设计时，当窄带信道估计与合理的PRB捆绑（4个PRB）一起使用时，两者可以提供类似的性能。 将FD-OCC跨相邻RE多路复用两个端口的动机是，端口可能会以次优方式去模式化，并可能导致简化接收处理。 尽管这对于某些频率平坦的信道可能是正确的，但对于延迟扩展较大的场景，这种接收器设计将导

9、致清除损失。 如果在MMSE信道估计中的接收处理中考虑相邻（或非相邻）符号之间的相关性，则当涉及窄带信道估计时，这两种方法将导致可比较的性能。2 .与FD-OCC模式相比，基于COmb模式在宽带信道估计过程的场景中可以提供更好的性能。FD-OCC模式的一个基本问题是，如果接收机想要执行宽带信道估计过程，则无法避免显式去模式化。这是因为，接收机将需要首先对测量进行去模式化，然后执行FFT操作，这将导致与只需要执行FFT操作以获得最佳性能的梳状模式相比的损耗。换句话说，使用FD-OCC模式可能会导致NR错过宽带信道估计过程可以实现的增益，宽带信道估计过程的有效性、鲁棒性和最优性已在LTE中针对其他

10、块（例如CRS）反复证明。3 .基于COmb的模式可用于上行CP-OFDM和DFT-S-OFDM波形DMRS位置根据之前的协议，需要向下选择第一个DMRS符号的位置。同意固定前置DMRS的位置。建议时隙中的第一个DMRS符号位于第三个符号中，如下所示：UIO80IO8。可能需要额外的DMRS符号来支持给定数量的要多路复用的端口的更大延迟扩展。例如，如果有12个正交端口，则可能需要第二个OFDM符号以获得额外的处理增益。然而，上图所示的模式即使在中等多普勒扩展情况下（例如70Hz）,也无法提供良好的性能。这将导致数据吞吐量显著下降，尤其是在高信噪比下。为了实现支持多普勒范围的有意义扩展，必须尽可

11、能采用基于插值的信道估计（即非因果信道估计）。如果使用14个符号时隙的第3和第6个符号，在第14个符号中传输ACK/NAK,如下图所示。678910H1213S-OqEAS*u=dn PUe PjIen9现在，将此模式与第3个和第4个符号上的DMRS模式进行比较，简要演示此模式预期的性能改进。结果用于比较4GHz、30KHz、30Kmh、4T-4Rx（秩2）和TBLER为10%的链路自适应的自包含ACK/NAK时隙部署（ACK/NAK位于第14个符号）的以下模式。oWoO 一。一WoUANocatedPR由8在第3和第4个符号中仅具有DMRS的图案的显著损失。即使在20dB的几何形状下，损耗也

12、在5dB左右。这些结果仅适用于30公里小时。应该注意的是，如下图所示，通过采用偶然的DMRS处理和额外的实时查找，也可以在高速用例中支持自包含的ACK/NAK。例如，UE可以采用非偶然的处理，直到第6个符号，然后再更新信道估计2次（在第7和第9个符号）。这种模式仍然可以在高速情况下（例如，在120公里小时或更高的速度下）提供稳健的性能，即使在高几何结构下，对于非自包含的时隙操作，也会有合理的吞吐量损失。0123456789nli1213soqul/s*u=d pue PJen9对于时延容忍应用，ACK/NACK响应可以延迟到稍后的时隙（没有自包含的时隙）。在这种情况下，可以执行非因果信道估计，以便在高多普勒场景中实现改进的数据吞吐量。就性能而言，应将附加DMRS的位置选择为最后一对符号中的一个，以确保最小化信道外推。在最后一次下行突发之前使用符号可以提供总体稳健的性能，同时还可以享受一些额外的好处。O234S678910111213对于更高的速度，可以在符号的第6个符号中添加额外的DMRS,如下图所示012345678910111213SanQ日HT二二三O匕 UoU注意，相同的DMRS位置可用于仅下行时隙的场景，如下图所示。