脉宽直流调制系统设计课程任务.docx

设计题目及分析设计题目：转速电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统直流电动机：UN=48V,IN=3.7A,nN=200rmin容许过载倍数;I=2；电枢回路电磁时常I=O.015s,机电时常图=0.2s；PWM环节的放大倍数：KS=4.8,；电枢回路总电阻：R=IQ；电枢电阻Ra=O.5°电流反馈系统P=L33V/A,转速反馈系数=0.05Vminr,电动势转速比Ce=O.18Vmino转速电流调整器输入输出限幅电压UWn=IOV.采用MATLAB对双闭环系统进行仿真，绘制直流调速系统仿真框图，仿真得出启动转速，起动电流，直流电压Ud,ASR,ACR输出电压H勺波形。并对成果进行分析。直流调速系统具有调速范围广、精度高、动态性能好和易于控制等长处，因此在电气传动中获得了广泛应用。本文从直流电动机B工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统0¾原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，运用SinnIIink对系统进行了多种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的根据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文路、触发电路及控制电路aJ详细实现。对系统B性能指标进行了试验测试,表明所设计日勺双闭环调速系统运行稳定可靠，具有很好的静态和动态性能,到达了设计规定。采用MATLAB软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用Simulink进行动态数字仿真，同步查看仿真波形，以此验证设计的调速系统与否可行。一、双闭环直流调速系统的工作原理1、双闭环直流调速系统的简介双闭环调速系统论!工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机B¾实际转速（电压）低于给定值,速度调整器时输入端存在一种偏差信号，经放大后输出日勺电压保持为限幅值,速度调整器工作在开环状态,速度调整器的输出电压作为电流给定值送入电流调整器，此时则以最大电流给定值使电流调整器输出移相信号,直流电压迅速上升，电流也随即增大直到等于最大给定值，电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流（堵转电流）可以通过整定速度调整器的输出限幅值来变化。在电动机转速上升到给定转速后，速度调整器输入端的J偏差信号减小到近于零,速度调整器和电流调整器退出饱和状态，闭环调整开始起作用。对负载引起B¾转速波动,速度调整器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调整器、电流调整器来修正触发器的移相电压,使整流桥输出的直流电压对应变化,从而校正和赔偿电动机的转速偏差。此外电流调整器的小时间常数，还可以对因电网波动引起的电动机电枢电流日勺变化进行迅速调整，可以在电动机转速尚未来得及发生变化时,迅速使电流恢复到本来值,从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。2、双闭环直流调速系统的构成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调整器，分别调整转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，如图11所示。把转速调整器的输出当作电流调整器时输入，再用电流调整器的输出去控制电力电子变换器UPEo从闭环构造上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。图11转速、电流双闭环直流调速系统其中：ASR-转速调整器ACR-电流调整器TG-测速发电机TA-电流互感器UPE-电力电子变换器转速给定电压Un-转速反馈电压Uil电流给定电压ui-电流反馈电压实际上在正常运行时，电流调整器一直为不饱和状态，而转速调整器则处在饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统时稳态构造图如图2所示。图2双闭环直流调速系统的稳态构造图双闭环直流调速系统B¾动态构造图如图3所示。图3双闭环直流调速系统H勺动态构造图图中WASR(三)和Wab(三)分别表达转速调整器和电流调整器B传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态构造图上必须把电流Id标示出来。电机在启动过程中，转速调整器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中0¾三个阶段。双闭环直流调速系统启动过图4中所示的启动过程，阶段I是电流上升阶段，电流从O抵达最大容许值Idm,ASR饱和、ACR不饱和；阶段11时恒流升速阶段，Id基本保持在Idm,电动机加速到了给定值n*,ASR饱和、ACR不饱和；阶段山时转速调整阶段（退饱和阶段），ASR不饱和、ACR不饱和。双闭环直流调速系统时起动过程运用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。2.2H桥PWM变换器脉宽调制器0作用是：用脉冲宽度调制0¾措施，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而变化平均输出电压的大小，以调整电机0转速。由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统，电动机M两端电压UABB极性随开关器件驱动电压B极性变化而变化。通过调整开关管的导通和关断时间，即占空比，可以到达对直流电机进行调速0目0°H型双极性PWM变换器如图5所示。+双极式控制可逆PWM变换器B四个驱动电压波形如图6所示。4/VD2VTlVT4 VD3O图6双极式控制可逆PWM变换器H勺驱动电压、输出电压和电流波形它们的关系是：U=Ug4=-U82=-Ug3o在一种开关周期内，当OtU,晶体管VTUVT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时UAB=Us。当3tT时，VTI、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流id经VD2、VD3续流，这时UAB=Us。UAB在一种周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特性，其电压、电流波形如图6所示。电动机B¾Tton一正反转体目前驱动电压正负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，2,则Uab0¾平均值为正，电动机正转；当正脉冲较窄时，则反转；假如正负脉Tton=冲相等，2,平均输出电压为零，则电动机停止转动。双极式控制可逆PWM变换器B输出平均电压为假如定义占空比O=,电压系数V=粤，则在双极式可逆变换器中TUs=2p-(2)调速时，夕日勺可调范围为01,对应By=-ll.当夕时，/为正，电动机正转；当PYg时，y为负,电动机反转；当p=g时，/=0,电动机停止。不过电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变时。3系统参数的选用3.1 PWM变换器滞后时间常数TSPWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压UC变化时，PWM变换器输出平均电压Ud按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T。PWM装置的!延迟时间TsT,一般选用Ts=y=0.001s(3)其中，f.一一开关器件IGBTB频率。3.2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数Toi = 0.002sCJ.220736x0.2=°32Vminr,入1460GD2R22.5x0.5八C(5)(6)=of)=而=0,8s1.5×1020.5375×-C/375×-×0.1322=0.03s4电流调整器ACR日勺设计4.1电流环小时间常数计算按小时间按常数近似处理，TXi取错误！未找到引用源。=Toi+Ts=0.002+0.001=0.003(7)4. 2电流调整器构造选择根据设计规定5%,并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差,可以按经典I型系统设计电流调整器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用Pl调整器，其传递函数可见式(8)o()Ki(ri5+1)YYAcR'3'Ta 0.003检查对电源电压日勺抗扰性能：工=%=10,分析可知，各项指标都是可以接受的。4. 3电流调整器参数计算电流调整器超前时间常数：j=T,=0.035o电流环开环增益：规定5%,根据经典1型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取Klq=O.5,因此K.=166.7s1(9)1 TXi0.003于是，ACR的比例系数为KRM_166.7x0.03x0.540x0.054.4校验近似条件电流环截止频率：=Kl=I66.7ST(I)PWM变换装置传递函数的近似条件满足近似条件。(2)校验忽视反电动势变化对电流环动态影响0条件0.001×0.002=235.7ST > (jl)d(13)=40.8ST<ci0.18×0.003"满足近似条件。(3)电流环小时间常数近似处理条件满足近似条件。4.5调整器电容和电阻值计算按所用运算放大器取R0=40k,各个电阻和电容值的计算如下:=KA=I.25X40=5OkQ取50kCTi0.03C,»=-=T=0.6取0.6加Ri50×104Toi4x0.002p=0.2z/FD(厂取0.2加PI型电流调整器原理图如图7所示。K(三)c)图7含给定滤波与反馈滤波的Pl型电流调整器由以上计算可得电流调整器传递函数为Wacr(s)Kj(3 + 1) 1.25(0.03s + l)0.03s(14)校正成经典I型系统的电流环动态构造图如图8所示。图8电流环的动态构造图5速度调整器ASR设计5.1 时间常数的)设定在电流调整器的设计中为了到达电流超调的规定(5%),K1Tli=0.5,因此电流环等效时间常数二-为：Ki=2Tli=2×0.003=0.006s(15)Kl转速环小时间常数Tln。按小时间常数处理处理，取Tln=+Ton=0.006+0.01=0.016s(16)Kl5.2转速调整器构造选择为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一种积分环节，它应当包括在转速调整器ASR中。目前扰动作用点背面已经有了一种积分环节，因此转速环开环调整器应当有两个积分环节，因此应当设计成经典11型系统，这样的系统同步也能满足动态抗扰性能好的规定。由此可见，ASR也应当采用PI调整器，其传递函数为5. 3转速调整器参数计算按跟随性和抗扰性好0原则，取h=5,则ASR的超前时间常数为:n=hTlfl=5×0.016=0.08转速环0开环增益为:2h2T21 2 × 25 × 0.016 = 468.75 S-于是可得ASR0¾比例系数为:(h+l)0C,lm_6X().05X().132X().18n2haR%f12×5×0.007×0.5×0.0165. 4校验近似条件转速环0截止频率为：/=JL=KN0=4688×0.08=37.55,例（1）电流环传递函数简化条件满足简化条件。（2）转速环小时间常数近似处理条件166.7.1=40.0s > en0.01'满足简化条件。(3)校核转速超调量当h=5时，由经典II型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，%=37.6%,不能满足设计的规定。实际上，突加阶跃给定期，ASR饱和,不符合线性系统的前提，应当按ASR退饱和的状况重新计算超调量。系统空载启动到